Amplitudový detektor slouží k extrakci amplitudové obálky vysokofrekvenčního rádiového signálu. V současné době jsou obvykle implementovány na nebo v softwaru v signálových procesorech.
Pro úplnost se však podívejme na schéma amplitudového detektoru, který umožňuje převádět hodnoty amplitudy vysokofrekvenčního signálu na nízkofrekvenční oscilace. Zpočátku byla amplituda vysokofrekvenčních oscilací izolována na elektronických zařízeních s nelineární charakteristikou proud-napětí, jako jsou polovodičové diody a tranzistory. Na obrázku 1 je znázorněna proudově napěťová charakteristika (CVC) nelineárního prvku potřebná pro detekci amplitudy.
Obrázek 1. Proudově-napěťová charakteristika nelineárního prvku, nezbytná pro detekci amplitudové modulace
Když amplitudově modulovaný signál prochází elektronickým zařízením s charakteristikou proud-napětí znázorněnou na obrázku 1, objeví se ve výstupním proudu složka, která je úměrná amplitudě vstupního signálu. Proces detekce pro elektronické zařízení s podobnou charakteristikou proud-napětí je vysvětleno na obrázku 2.
Obrázek 2. Proces detekce amplitudově modulovaného signálu na lineární IV charakteristice
Reálné charakteristiky proud-napětí nelineární prvky(jako jsou polovodičové diody nebo tranzistory) používané v amplitudových detektorech se výrazně liší od požadované charakteristiky proud-napětí. Výsledný detektor je v podstatě nelineární. Charakteristiky proudového napětí těchto elektronických zařízení mají krok v oblasti 0,2 ... 0,8 V. Schottkyho diody a invertované diody mají nejmenší krok. Právě tyto diody se používají v amplitudových demodulátorech. Příklad proudově-napěťové charakteristiky polovodičové Schottkyho diody je na obrázku 3.
Obrázek 3. Proudově-napěťová charakteristika polovodičové diody
Příklad schématu zapojení amplitudového detektoru vyrobeného na polovodičové diodě je na obrázku 4. Obvody střídavého voltmetru jsou také sestaveny podle takových obvodů.
Obrázek 4 Kruhový diagram amplitudový detektor
Při hloubce modulace m = 0,5 dosahuje nelineární zkreslení 10 % a při m = 1 je to již 25 %. Tato úroveň nelineárního zkreslení je pro moderní zařízení nepřijatelná. Graf závislosti nelineárních zkreslení na hloubce modulace v diodovém detektoru je na obrázku 5. Obr.
Obrázek 5. Nelineární zkreslení versus hloubka modulace v diodovém detektoru
V současné době se jako amplitudové detektory běžně používají synchronní detektory. Hlavním uzlem synchronního detektoru je analogový násobič (). Aby násobič přenesl spektrum mezifrekvenčního signálu na nulovou frekvenci (provedl amplitudovou demodulaci signálu), je nutné přivést mezifrekvenční napětí na druhý vstup analogového násobiče s fází shodnou s fázi přijímaného signálu. Při projednávání principů činnosti byly podrobně zvažovány principy činnosti synchronního detektoru.
V tomto obvodu je velmi důležité, aby signál přicházející na jeden ze vstupů násobiče sestaveného na tranzistorech měl konstantní amplitudu. Pouze v tomto případě bude signál na výstupu obvodu úměrný amplitudě vstupního signálu. Pokud se změní amplituda signálu na obou vstupech násobiče, pak dostaneme detektor kvadratické amplitudy, jehož výstupní signál bude úměrný nikoli amplitudě signálu, ale jeho výkonu.
K izolaci referenčního signálu v moderních rádiových přijímačích se používá omezovací zesilovač. Na výstupu omezovacího zesilovače se tvoří mezifrekvenční signál obdélníkového tvaru s konstantní amplitudou. Tento signál je přiveden na jeden ze vstupů násobiče signálu. Na druhý vstup násobiče signálu je přiveden neomezený mezifrekvenční signál s amplitudovou modulací. Jeho hladina je udržována na konstantní úrovni. Strukturální schéma podobný amplitudový detektor je znázorněn na obrázku 6.
Obrázek 6. Strukturní schéma amplitudového detektoru založeného na multiplikátoru analogového signálu
Časové diagramy signálů na vstupech a výstupech násobiče signálu obvodu synchronního amplitudového detektoru jsou na obrázku 7. Obr.
Obrázek 7. Časové diagramy signálů na vstupech a výstupech násobiče
Jak je patrné z uvedených časových diagramů signálů, na výstupu obvodu nedochází k žádným zkreslením. Příklad schématu zapojení amplitudového demodulátoru vyrobeného podle obvodu synchronního detektoru je na obrázku 8.
Obrázek 8. Schéma AM detektoru na multiplikátoru analogového signálu
V tomto schématu amplitudového detektoru je zesílený signál s amplitudovou modulací přiveden na jeden vstup detektoru a stejný signál, avšak s omezenou amplitudou, je přiveden na druhý vstup. V důsledku toho se na výstupu obvodu objeví napětí modulu vstupního signálu (amplituda vstupního signálu).
Podobné schéma amplitudových detektorů se často používá jako součást schématu moderních rádiových přijímačů. Jako příklad Obrázek 9 ukazuje schéma zapojení AM čipu přijímače TDA1072.
Obrázek 9. Schéma AM přijímače na čipu TDA1072
V tomto schématu jsou všechny dříve uvažované bloky rádiového přijímače umístěny na jednom čipu. Na vstupu mikroobvodu je signál přiváděn do vysokofrekvenčního zesilovače, poté je přiváděn do vyváženého tranzistorového směšovače. Z výstupu vyváženého směšovače (vývod 1) je signál přes piezokeramický filtr mezifrekvence přiveden na vstup mezifrekvenčního zesilovače (vývody 3 a 4) připojeného k symetrickému amplitudovému detektoru. Po zesílení demodulovaného signálu nízkofrekvenčním zesilovačem zvukový signál vyjmuto z vývodu 6. Pro ovládání úrovně přijímaného signálu lze na devátý vývod mikroobvodu připojit ampérmetr, který se pomocí rezistoru RL9 změní na indikátor úrovně.
datum poslední aktualizace spis 14.11.2012
Literatura:
- "Návrh rádiových přijímačů" ed. A.P. Siversa M., "Vysoká škola" 1976 s. 37-110
- "Rozhlasové přijímače" ed. Zhukovsky M. "Sovětský rozhlas" 1989 s. 8 - 10
- Palškov V.V. "Rozhlasové přijímače" - M .: "Rozhlas a komunikace" 1984 s. 12 - 14
Spolu s článkem "Amplitudový detektor (demodulátor)" čte:
Pro určení fáze neznámého kmitání je potřeba referenční bod, který určí počátek. Obvykle je tímto referenčním bodem...
https://website/WLL/FazDet/
Úkol extrahovat zákon změny frekvence z přijímaného signálu je velmi častý. K tomuto problému dochází jak při příjmu signálů pomocí analogu, tak při příjmu signálů pomocí digitální metody modulace...
https://website/WLL/FrDet/
Demodulátory A modulátory jsou převodní zařízení a slouží k převodu AM signálu na analogová forma(demodulátory) n analogové signály do formy AM (modulátory). Svou konstrukcí jsou tato zařízení reverzibilní, tj. záměnou vstupu a výstupu takového zařízení získáte modulátor z demodulátoru a naopak.
Konstrukčně je provoz těchto měničů založen na použití vysokorychlostních spínacích zařízení. Jako taková zařízení se používají mechanická relé (obvykle polarizovaná), diodové obvody nebo obvody s tranzistory v klíčových režimech. Podle principu provedení se demodulátory a modulátory provádějí jako jednopůlvlnné nebo dvoupůlvlnné.
Půlvlnný demodulátor na polarizovaném relé
Uvažujme princip činnosti půlvlnného demodulátoru založeného na polarizovaném mechanickém relé. Obvod měniče je znázorněn na Obr. 4.3.
Rýže. 4.3.
Vstupní, amplitudově modulované napětí je přiváděno na primární vinutí transformátoru Tr. Napětí odebírané ze sekundárního vinutí transformátoru je periodicky přiváděno na výstup demodulátoru v souladu s polaritou polarizovaného relé přiváděného do vinutí síťové napětí. Polarizované relé má skupinu tří kontaktů. Pohyblivý střední kontakt 1 se zavírá jedním z extrémních pevných (2 nebo 3) v závislosti na polaritě síťového napětí přiváděného do vinutí relé. Demodulátor používá pouze jeden pevný kontakt. 2, který se sepne pouze při jedné polaritě síťového napětí na vinutí relé. Na Obr. 4.4 ukazuje průběhy na vstupech a výstupech demodulátoru.
Rýže. 4.4.
Všimněte si, že polarita výstupního signálu závisí na poměru fází vstupního a síťového signálu. Například v případě znázorněném na Obr. 4.4 vede shoda fází sítě a vstupních signálů ke vzniku kladných půlcyklů vstupního signálu na výstupu demodulátoru. V případě, že jsou fáze sítě a vstupních signálů vzájemně posunuty o 180°, objeví se na výstupu demodulátoru záporné nulové periody vstupního signálu. Proto se někdy nazývají demodulátory fázově citlivé usměrňovače(HFC).
Úroveň zvlnění ve výstupním signálu demodulátoru je poměrně vysoká a k jejich vyhlazení se používá dolní propust, jak je znázorněno na obr. 4,3 tečkovaná čára. Tento filtr je pasivní aperiodický (inerciální) spoj. Obecně platí, že role rezistoru s odporem I f provádí vnitřní aktivní odpor zdroje vstupního signálu demodulátoru, redukovaný na výstupní vinutí transformátoru Tr, a hodnotu kapacity kondenzátoru. C f je vybráno. Tato volba závisí na časové konstantě takového filtru, která je definována jako T f \u003d I F S F.Čím větší je tato konstanta, tím účinněji se vlnění vyhlazuje.
Odhadněte přenosový koeficient takového demodulátoru s jednotkovým přenosovým koeficientem vstupního transformátoru. Nechť je amplituda vstupního amplitudově modulovaného signálu pevná. Pak
Tvar výstupního signálu demodulátoru je v tomto případě znázorněn na Obr. 4,5, ale. Tento signál lze reprezentovat jako součet dvou složek: konstantní složky Y 0 a proměnné (pulzující) složky Yx(t), znázorněný na Obr. 4,5, biv.
Odhadem průměrné hodnoty výstupního signálu za jednu periodu a dále, vezmeme-li poměr průměrné hodnoty výstupního signálu k amplitudě vstupního AM signálu, získáme zisk jednovlnného demodulátoru:
Expanze ve Fourierově řadě proměnné složky Y,(?), znázorněná na Obr. 4.5, v, v období T udává hodnotu amplitudy hlavní (první) harmonické
studna, Urna
monica Y (= -.
Rýže. 45. Tvar výstupního signálu demodulátoru při pevné amplitudě signálu AM na vstupu ( ale), konstantní složka (b) a proměnná složka (c) výstupního signálu
Frekvence této harmonické se shoduje s nosnou frekvencí. Všechny harmonické s vyššími čísly mají klesající amplitudy. Míra poklesu přímo závisí na hodnotě harmonického čísla. Navíc, čím vyšší harmonické číslo v expanzi proměnné složky K, (0 na výstupu demodulátoru, tím více bude utlumeno filtrem ve formě setrvačné vazby. Proto je nutné pokusit se vyhladit základní (první) harmonickou co nejvíce. Všechny ostatní harmonické s vyššími čísly se více uvolní.
Vrátíme-li se k časové konstantě filtru na výstupu demodulátoru, je třeba mít na paměti, že tento filtr zvyšuje řád charakteristické rovnice s otevřenou smyčkou a může vést ke špatnému výkonu. uzavřený systém a to i ke ztrátě jeho stability s nadměrným nárůstem T f. V praxi má člověk tendenci zajistit, že při volbě časové konstanty filtru dojde k nerovnosti
kde ср je mezní frekvence otevřeného systému.
Poslední nerovnost zaručuje dodatečný fázový posun na mezní frekvenci systému s otevřenou smyčkou nepřesahující -5°.
Hlavní nevýhodou demodulátorů a modulátorů na bázi mechanických relé je jejich relativně nízká spolehlivost a omezená frekvence odezvy, která nepřesahuje 1 kHz. Aby se tyto nedostatky odstranily, jsou takové měniče konstruovány pomocí polovodičových diod nebo pomocí tranzistorů v klíčových režimech. Diodové obvody jsou méně běžné, protože vyžadují pečlivý výběr diod a předřadných odporů pro vyvážení obvodů v nepřítomnosti vstupního signálu. Z těchto důvodů se jimi nebudeme zabývat. V případě potřeby nahlédněte do příslušné literatury.
Vyšetřování optimální koherence
ÚČEL PRÁCE
Studium principu činnosti demodulátorů. Provoz demodulátoru v přítomnosti rušení. Studium vlivu prahu na pravděpodobnost chyby v AM.
1. KÓDOVÁNÍ A MODULACE
V moderní systémy přenos diskrétních zpráv, je zvykem rozlišovat dvě skupiny s ohledem na nezávislá zařízení: kodeky a modemy. kodek nazývaná zařízení, která převádějí zprávu na kód (kodér) a kód na zprávu (dekodér) a modem- zařízení, která převádějí kód na signál (modulátor) a signál na kód (demodulátor).
Při odesílání souvislé zprávy v) nejprve se převede na primární elektrický signál b(t), a pak jako; zpravidla pomocí modulátoru je generován signál Svatý), který je odeslán na komunikační linku. Přijatý swing x(t) prochází inverzní transformací, v důsledku čehož je extrahován primární signál b(t). Poté se použije k rekonstrukci zprávy s různou přesností. v).
Obecné zásady Předpokládá se, že modulace jsou známé. Zastavme se krátce u vlastností diskrétní modulace.
S diskrétní modulací, zakódovaná zpráva ale, což je sekvence kódových symbolů-( b i ), se převede na sekvenci prvků (zpráv) signálu ( s i). V konkrétním případě je diskrétní modulace redukována na efekt kódových symbolů na nosné f(t).
Modulací se mění jeden z parametrů nosiče podle zákona určeného kodexem. V přímém přenosu může být nosič DC., jehož měnícími se parametry jsou velikost a směr proudu. Obvykle se jako nosič, stejně jako u spojité modulace, používá střídavý proud(harmonické kmitání). V tomto případě můžete získat amplitudovou (AM), frekvenční (FM) a fázovou (PM) modulaci. Často se nazývá diskrétní modulace manipulace a zařízení, které provádí diskrétní modulaci (diskrétní modulátor), se nazývá manipulátor nebo generátor signálu.
Na obr.1. průběhy jsou uvedeny pro binární kód pro různé druhy manipulace. U AM odpovídá symbol 1 přenosu nosné vlny během času T (vysílání), symbol 0 odpovídá absenci oscilace (pauza). S FM, přenos nosné vlny s frekvencí f1 odpovídá symbolu 1, a přenos vibrací s frekvencí f O odpovídá 0. U binárních PM se nosná fáze mění o 180 0 při každém přechodu z 1 na 0 a z 0 na
V praxi našel uplatnění systém relativní fázové modulace (RPM). Na rozdíl od PM se u RPM fáze signálů nepočítá od nějakého standardu, ale od fáze předchozího signálního prvku. V binárním případě je symbol 0 vysílán jako segment sinusoidy s počáteční fází předchozího signálního prvku a symbol 1 je vysílán stejným segmentem s počáteční fází, která se liší od počáteční fáze předchozího signálového prvku tím, že . V OFM začíná přenos odesláním jednoho neinformačního prvku, který slouží jako referenční signál pro porovnání fáze následujícího prvku.
2. DEMODULACE A DEKODOVÁNÍ
Obnova přenesené zprávy v přijímači se obvykle provádí v tomto pořadí. Vyrobeno jako první demodulace signál. V systémech kontinuálního zasílání zpráv demodulace obnovuje primární signál představující přenášenou zprávu.
V důsledku toho v systémech přenosu diskrétních zpráv demodulace sekvence signálních prvků se převede na sekvenci kódových symbolů, načež se tato sekvence převede na sekvenci prvků zprávy. Tato transformace se nazývá dekódování.
Je volána část přijímacího zařízení, která analyzuje příchozí signál a rozhoduje o přenášené zprávě rozhodovací schéma.
V systémech přenosu diskrétních zpráv se rozhodovací obvod obvykle skládá ze dvou částí: první - demodulátor a za druhé - dekodér.
Signál zkreslený aditivním a multiplikativním rušením přichází na vstup demodulátoru z výstupu komunikačního kanálu. Na výstupu demodulátoru se tvoří diskrétní signál, tj. sekvence kódových symbolů. Obvykle je určitý segment (prvek) spojitého signálu přeměněn modemem na jeden kódový symbol (příjem prvku po prvku). Pokud by se tento kódový symbol vždy shodoval s vysílaným (přišel na vstup modulátoru), pak by komunikace byla bezchybná. Ale jak je již známo, interference znemožňuje s naprostou jistotou obnovit vysílaný kódový symbol z přijímaného signálu.
Každý demodulátor je matematicky popsán zákonem, podle kterého se spojitý signál přijímaný na jeho vstupu převádí na kódový symbol. Tento zákon se nazývá rozhodovací pravidlo nebo rozhodovací schéma. Obecně budou produkovat demodulátory s různými rozhodovacími pravidly různá řešení, z nichž některé jsou pravdivé a jiné nepravdivé.
Budeme předpokládat, že jsou známy vlastnosti zdroje zprávy a kodéru. Kromě toho je známý modulátor, tj. je dáno, která implementace signálního prvku odpovídá jednomu nebo druhému kódovému symbolu, a také je dán matematický model nepřetržitý kanál. Je nutné určit, jaký by měl být demodulátor (rozhodovací pravidlo), aby byla zajištěna optimální (tj. nejlepší možná) kvalita příjmu.
Takový problém poprvé položil a vyřešil (pro Gaussův kanál) v roce 1946 vynikající sovětský vědec V. A. Kotelnikov. V této formulaci byla kvalita odhadována na základě pravděpodobnosti správného přijetí symbolu. Maximum této pravděpodobnosti
pro daný typ modulace zavolal V.A. Kotelnikov a demodulátor, který toto maximum poskytuje, je ideální přijímač. Z této definice vyplývá, že v žádném skutečném demodulátoru nemůže být pravděpodobnost správného příjmu symbolu větší než v ideálním přijímači.
Princip odhadování kvality příjmu podle pravděpodobnosti správného příjmu symbolu se na první pohled jeví jako zcela přirozený a dokonce jediný možný. Níže bude ukázáno, že tomu tak není vždy a že v určitých konkrétních případech platí další kritéria kvality.
3. PŘÍJEM SIGNÁLU JAKO STATISTICKÝ PROBLÉM
Obvykle se udává způsob přenosu (způsob kódování a modulace) a má se určit odolnost proti šumu, kterou poskytují různé způsoby příjmu. Kterého z možné způsoby příjem je optimální? Tyto otázky jsou předmětem úvah o teorii šumové imunity, jejíž základy vypracoval akademik V. A. Kotelnikov.
Odolnost komunikačního systému proti šumu je schopnost systému rozlišit (obnovit) signály s danou spolehlivostí.
Úkol určit odolnost proti rušení celého systému jako celku je velmi obtížný. Proto se často určuje odolnost proti rušení jednotlivých částí systému: přijímač pro daný způsob vysílání, kódovací systém nebo modulační systém pro daný způsob příjmu atd.
Maximální dosažitelná odolnost proti šumu se podle Kotelnikova nazývá potenciální odolnost proti hluku. Porovnání potenciální a reálné šumové odolnosti zařízení nám umožňuje vyhodnotit kvalitu reálného zařízení a nalézt dosud nevyužité rezervy. Známe-li například potenciální odolnost přijímače vůči rušení, lze posoudit, jak blízko se k ní blíží skutečná odolnost vůči rušení. stávající metody příjmu a jak je vhodné jejich další zlepšování daným způsobem přenosu.
Informace o potenciální odolnosti přijímače vůči rušení, když různé cesty převody umožňují porovnat tyto způsoby přenosu mezi sebou a naznačit, které z nich jsou v tomto ohledu nejdokonalejší.
Při absenci rušení každého přijímaného signálu X odpovídá dobře definovanému signálu s. Za přítomnosti rušení je tato osobní korespondence porušena. Interference, ovlivňující vysílaný signál, přináší nejistotu ohledně toho, která z možných zpráv byla přenesena, a na přijatém signálu. X jen s určitou pravděpodobností lze soudit, že ten či onen signál s byl vysílán. Tato nejistota je popsána a posteriori rozdělení pravděpodobnosti P(s/x).
Pokud jsou známy statistické vlastnosti signálu s a rušení w(t), pak můžete vytvořit přijímač, který na základě analýzy signálu X najde zadní distribuci P(s|x). Poté se podle formy této distribuce rozhodne, která z možných zpráv byla přenesena. Rozhoduje operátor nebo sám přijímač podle pravidla, které je určeno daným kritériem.
Úkolem je reprodukovat přenášenou zprávu nejlepší způsob podle zvoleného kritéria. Takový přijímač se nazývá optimální a jeho odolnost proti šumu bude maximální pro daný způsob přenosu.
Navzdory náhodné povaze signálů X, ve většině případů je možné vybrat sadu nejpravděpodobnějších signálů (x i ), i=1,2...m, odpovídající přenosu nějakého signálu s i. Pravděpodobnost, že je vysílaný signál přijat správně, je Р(х i /s i), a pravděpodobnost, že byl přijat omylem, se rovná 1- Р(х i | s i) = . Podmíněná pravděpodobnost Р(х j |s i) závisí na způsobu tvorby signálu, na interferenci přítomné v kanálu a na zvoleném rozhodovacím schématu přijímače. Celková pravděpodobnost chybného příjmu signálního prvku bude samozřejmě rovna:
kde P(s i)- apriorní pravděpodobnosti přenášených signálů.
4. KRITÉRIA PRO OPTIMÁLNÍ PŘÍJEM SIGNÁLU
Abychom mohli určit, které z rozhodovacích schémat je optimální, je nutné nejprve zjistit, v jakém smyslu je optimalita chápána. Volba kritéria optimality není univerzální, závisí na úloze a provozních podmínkách systému.
Nechte součet signálu a šumu dorazit na vstup přijímače x(t) =s k(t)+w(t), kde s k (t)- signál, kterému odpovídá kódový symbol a k, w(t)- aditivní zásah do známého distribučního zákona. Signál s k v místě příjmu je náhodné s předchozí distribucí P(sk). Na základě analýzy fluktuace x(t) přijímač přehraje signál s i. V případě rušení nemusí být tato reprodukce zcela přesná. Na základě přijaté implementace signálu vypočítá přijímač zadní distribuci Р(s i /х) obsahující všechny informace, které lze získat z implementace přijatého signálu x(t). Nyní je nutné stanovit kritérium, podle kterého bude přijímač vydávat na základě zadní distribuce P(s i /x) rozhodnutí o přenášeném signálu s k.
Při přenosu diskrétních zpráv se široce používá Kotelnikovovo kritérium ( kritérium ideálního pozorovatele). Podle tohoto kritéria se rozhodne, že byl vysílán signál jsem já, pro kterou je zadní pravděpodobnost Р(s i /х) má nejvíce
hodnotu, tj. je registrován signál s i pokud nerovnosti
Р (s i /х) > Р (s j /х), j i. (1)
Při použití takového kritéria celková pravděpodobnost chybného rozhodnutí P0 bude minimální. Ve skutečnosti, pokud signál X je učiněno rozhodnutí, že byl vysílán signál jsem já, pak samozřejmě pravděpodobnost správné rozhodnutí se bude rovnat Р(s i /х),
a pravděpodobnost chyby je 1 - P(si/x). Z toho vyplývá, že maximální a posteriori pravděpodobnost Р(s i /х) odpovídá minimální celkové pravděpodobnosti chyby
kde P(s i)- předchozí pravděpodobnosti přenášených signálů.
Na základě Bayesova vzorce
P(s i /x)=.
Pak lze nerovnost (1) zapsat v jiném tvaru
P(s i) p(x/s i.) >P(s j) p(x/s j)(2)
Funkce p(x/s)často volat pravděpodobnostní funkce. Čím větší je hodnota této funkce pro danou implementaci signálu X, tím je pravděpodobnější, že byl signál přenesen s. Vztah zahrnutý v nerovnosti (3),
volala míra pravděpodobnosti. Pomocí tohoto pojmu lze rozhodovací pravidlo (3) odpovídající Kotelnikovově kritériu zapsat jako
Pokud jsou přenášené signály stejně pravděpodobné P(s i) \u003d P (s j) \u003d, pak je toto rozhodovací pravidlo jednodušší
Kritérium ideálního pozorovatele je tedy redukováno na srovnání pravděpodobností (5). Tento test je obecnější a nazývá se test maximální věrohodnosti.
Uvažujme binární systém, ve kterém jsou zprávy přenášeny pomocí dvou signálů s 1 (t) A s 2 (t) odpovídající dvěma kódovým symbolům 1 A a 2. Rozhoduje se na základě výsledku zpracování přijaté oscilace x(t) prahová metoda: registrovaná s 1, pokud X<х 0 , A s2, pokud x x 0, kde x 0- nějaká prahová úroveň X. Zde mohou být dva typy chyb: reprodukované s 1 při přenosu s2, A s2 při přenosu s 1. Podmíněné pravděpodobnosti těchto chyb (pravděpodobnosti přechodů) se budou rovnat:
Hodnoty těchto integrálů lze vypočítat jako odpovídající oblasti ohraničené grafem hustoty podmíněného rozdělení pravděpodobnosti (obr. 2). Pravděpodobnosti chyb prvního a druhého typu:
P I \u003d P (s 2) P (s 1 | s 2) \u003d P 2 P 12,
P II \u003d P (s 1) P (s 2 |s 1) \u003d P 1 P 21.
Celková pravděpodobnost chyby
P 0 \u003d P I + P II \u003d P 2 P 12 + P 1 P 21.
Nech být R 1 \u003d R 2, pak
P0 = .
Je snadné ověřit, že v tomto případě minimum P 0 se koná v P12=P21, tj. při volbě prahu podle obr.2. Pro takový práh P 0 \u003d P 12 \u003d P 21. Na obr.2. význam P0 definované stínovanou oblastí. Pro jakoukoli jinou prahovou hodnotu hodnota P 0 bude toho víc.
Navzdory přirozenosti a jednoduchosti má Kotelnikovovo kritérium nevýhody. První je, že pro sestavení rozhodovacího obvodu, jak vyplývá ze vztahu (2), je nutné znát apriorní pravděpodobnosti přenosu různých kódových symbolů. Druhou nevýhodou tohoto kritéria je, že všechny chyby jsou považovány za stejně nežádoucí (mají stejnou váhu). V některých případech tento předpoklad není správný. Například při přenosu čísel je chyba na prvních platných číslicích nebezpečnější než chyba na posledních číslicích. Vynechání příkazu nebo falešný poplach v různých poplašných systémech může mít různé důsledky.
Proto je obecně při výběru kritéria pro optimální příjem nutné vzít v úvahu ztráty, které nese příjemce zprávy za různé typy chyb. Tyto ztráty lze vyjádřit některými váhovými koeficienty přiřazenými každému z chybných rozhodnutí. Optimální schéma řešení je takové, které poskytuje minimální průměrné riziko. Kritérium minimálního rizika patří do třídy tzv. bayesovských kritérií.
V radaru se široce používá Neumannovo-Pearsonovo kritérium. Při volbě tohoto kritéria se bere v úvahu za prvé, že falešný poplach a zmeškaný cíl nejsou ve svých důsledcích ekvivalentní, a za druhé, že apriorní pravděpodobnost přenášeného signálu není známa.
5. OPTIMÁLNÍ PŘÍJEM DISKRÉTNÍCH SIGNÁLŮ
Zdroj diskrétních zpráv je charakterizován souborem možných prvků zprávy u 1, u 2,..., u m pravděpodobnosti výskytu těchto prvků na výstupu zdroje P(u 1), P(u 2),..., P(u m). Ve vysílači je zpráva převedena na signál takovým způsobem, že každý prvek zprávy odpovídá konkrétnímu signálu. Označme tyto signály jako s 1, s 2 ..., s m a jejich pravděpodobnosti výskytu na výstupu vysílačů (apriorní pravděpodobnosti), resp P(s 1), P(s 2),..., P(s m). Je zřejmé, že apriorní pravděpodobnosti signálů P(s i) rovna předchozím pravděpodobnostem Р(u i) relevantní zprávy P(si) = P(ui). Během přenosu se k signálu přidává šum. Nechť má toto rušení jednotné výkonové spektrum s intenzitou.
Potom může být vstupní signál reprezentován jako součet přenášeného signálu s i (t) a rušení w(t):
x(1) \u003d s i (t) + w (t),(i = 1, 2,..., m).
V případě, kdy jsou apriorní pravděpodobnosti signálů stejné P (s 1) \u003d P (s 2) \u003d ... \u003d P (s m) \u003d, Kotelnikovovo kritérium má podobu:
Z toho vyplývá, že pro ekvipravděpodobné signály optimální přijímač reprodukuje zprávu odpovídající vysílanému signálu, který má nejmenší směrodatnou odchylku od přijímaného signálu.
Nerovnici (9) lze napsat v jiném tvaru otevřením závorek:
U signálů, jejichž energie jsou stejné, tato nerovnost pro všechny já j má jednodušší formu:
V tomto případě lze optimální podmínky příjmu formulovat následovně. Pokud jsou všechny možné signály stejně pravděpodobné a mají stejnou energii, optimální přijímač přehraje zprávu odpovídající vysílanému signálu, jejíž vzájemná korelace s přijímaným signálem je maximální.
Při Е 2 =Е 1 je tedy Kotelnikovův přijímač, který implementuje provozní podmínky (10), korelační (koherentní) (obr. 3).
Rýže. 3. Korelační přijímač Obr.4. Přijímač s přizpůsobenými filtry.
Optimální příjem lze realizovat i v obvodu s přizpůsobenými lineárními filtry (obr. 5), jejichž impulsní odezvy musí být
g i = cs i (T - t), kde c je konstantní koeficient.
Uvažovaná schémata optimálních přijímačů jsou typu koherentní, berou v úvahu nejen amplitudu, ale i fázi vysokofrekvenčního signálu. Všimněte si, že optimální obvody přijímače nemají vstupní filtry, které jsou vždy přítomny ve skutečných přijímačích. To znamená, že optimální přijímač s jitterem nevyžaduje vstupní filtrování. Jeho odolnost proti šumu, jak uvidíme později, nezávisí na šířce pásma přijímače.
6. PRAVDĚPODOBNOST CHYB PŘI KOHERENTNÍM PŘÍJMU
BINÁRNÍ SIGNÁLY
Stanovme pravděpodobnost chyby v systému přenosu binárního signálu při příjmu na optimálním přijímači. Tato pravděpodobnost bude samozřejmě minimální možná a bude charakterizovat potenciální odolnost vůči šumu pro danou metodu přenosu.
Pokud jsou přenášené signály s 1 A s2 ekvipravděpodobný P 1 \u003d P 2 \u003d 0,5, pak celková pravděpodobnost chyby P0 při optimálním příjmu binárních signálů bude s 1 (t) a s 2 (t) rovno:
P 0 = , (11)
kde F()=- pravděpodobnostní integrál, .
Z výše uvedeného vzorce vyplývá, že pravděpodobnost chyby P 0, která určuje potenciální odolnost proti šumu, závisí na hodnotě - poměru měrné energie rozdílu signálu k intenzitě šumu N0. Čím větší je tento poměr, tím větší je potenciální odolnost proti šumu.
Pro stejně pravděpodobné signály je tedy pravděpodobnost chyby zcela určena hodnotou . Hodnota této veličiny závisí na spektrální hustotě interference N0 a přenášené signály s 1 (t) A s2(t).
Pro systémy s aktivní pauzou, ve kterých mají signály stejnou energii, může být výraz pro 2 reprezentován následovně:
kde je koeficient vzájemné korelace mezi signály, je poměr energie signálu ke specifickému výkonu interference.
Pravděpodobnost chyby pro takové systémy je určena vzorcem
Z toho vyplývá, že kdy = - 1 , tj. s 1 (t) = - s 2 (t), systém poskytuje nejvyšší potenciální odolnost proti rušení. Jedná se o systém s opačnými signály. Pro ni = 2q0. Praktickou implementací systému s opačnými signály je systém s fázovým klíčováním.
Je vhodné porovnávat různé systémy pro přenos diskrétních zpráv parametrem , což je snížený odstup signálu od šumu na výstupu optimálního přijímače pro daný způsob přenosu.
Obecně lze radiotelegrafní signál zapisovat
s i (t) \u003d A i (t) cos (), 0
Kde jsou parametry oscilace a já,, převzít určité hodnoty v závislosti na typu manipulace.
Pro manipulaci s amplitudou A 1 (t)=A 0 , A 2 =0 ,
Pro FSK A1(t)=A2(t)=A0,. Při optimální volbě frekvenčního odstupu()2 , kde k je celé číslo a , dostaneme
Pro fázové klíčování А 1 (t) =A 2 (t) =А 0,
Porovnání získaných vzorců ukazuje, že ze všech systémů přenosu binárních signálů nejvyšší potenciální odolnost proti šumu poskytuje systém s klíčováním fázovým posuvem. Ve srovnání s FM umožňuje získat dvojnásobný a ve srovnání s AM - čtyřnásobný nárůst výkonu.
V komunikačních systémech je signál obvykle složen ze sekvence jednoduchých signálů. V telegrafii tedy každé písmeno odpovídá kombinaci kódů skládající se z pěti základních balíků. Možné jsou i složitější kombinace. Pokud jsou elementární signály, které tvoří kombinaci kódů, nezávislé, pak pravděpodobnost chybného příjmu kombinace kódů je určena následujícím vzorcem:
P ok \u003d 1 - (1 - P 0) n,
kde P 0 je pravděpodobnost chyby elementárního signálu, n je počet elementárních signálů v kombinaci kódů (významnost kódu).
Je třeba poznamenat, že pravděpodobnost chyby ve výše uvažovaných případech je zcela určena poměrem energie signálu k spektrální hustotě šumu a nezávisí na tvaru signálu. V obecném případě, kdy se interferenční spektrum liší od jednotného, lze pravděpodobnost chyby snížit změnou spektra signálu, tj. jeho tvaru.
TESTOVACÍ OTÁZKY
1. K čemu slouží demodulátor v digitálním komunikačním systému? Jaký je jeho hlavní rozdíl od analogového systémového demodulátoru?
2. Jaký je bodový součin signálů? Jak se používá v algoritmu demodulátoru?
3. Je možné použít přizpůsobené filtry v optimálním demodulátoru?
4. Jaké je „kritérium ideálního pozorovatele“?
5. Co je to „pravidlo maximální pravděpodobnosti“?
6. Jak se volí práh resolveru? Co se stane, když se změní?
7. Jaký je rozhodovací algoritmus v RU?
8. Vysvětlete účel každého bloku demodulátoru.
11. Algoritmus optimálního demodulátoru a jeho funkční schéma pro FM.
12. Vysvětlete rozdíl v odolnosti proti rušení komunikačních systémů s různými typy modulace.
13. Vysvětlete průběhy získané v různých řídicích bodech demodulátoru (pro jeden z typů modulace).
LITERATURA
1. Zyuko A.G., Klovsky D.D., Nazarov M.V., Fink L.M. Teorie přenosu signálu. Moskva: Rádio a komunikace, 1986.
2. Zyuko A.G., Klovsky D.D., Korzhik V.I., Nazarov M.V. Teorie elektrické komunikace. Moskva: Rádio a komunikace, 1998.
3. Baskakov S.I. Radiotechnické obvody a signály. Moskva: Vyšší škola, 1985.
4. Gonorovský I.S. Radiotechnické obvody a signály. M.: Sovětský rozhlas, 1977.
STRUČNÝ POPIS ŠETŘOVANÝCH OKRUHŮ A SIGNÁLŮ
V práci je použit univerzální stojan s vyměnitelným blokem "MODULÁTOR - DEMODULÁTOR", jehož funkční schéma je na obr Obr. 20.1.
Zdrojem digitálního signálu je CODER-1, který vytváří periodickou sekvenci pěti symbolů. Pomocí páčkových přepínačů lze nastavit libovolnou pětiprvkovou kódovou kombinaci, která je indikována řádkem pěti LED indikátorů s nápisem „TRANSMITTED“. V bloku MODULATOR jsou binární symboly "vysokofrekvenčních" kmitů modulovány (manipulovány) amplitudou, frekvencí nebo fází v závislosti na poloze přepínače "MODULATION TYPE" - AM, FM, FM nebo OFM. Když je přepínač v poloze "nula", výstup modulátoru je připojen k jeho vstupu (bez modulace).
Komunikační kanál je sčítačkou signálu z výstupu modulátoru a šumu, jehož generátor (GN) je umístěn v bloku SIGNAL SOURCES. Interní generátor kvazi bílého šumu, který simuluje šum komunikačního kanálu, pracuje ve stejném frekvenčním pásmu jako spektra modulovaných signálů (12–28 kHz).
DEMODULÁTOR je vyroben podle koherentního schématu se dvěma větvemi; přepínání typů modulace - společné s modulátorem. Proto se při změně typu modulace automaticky mění referenční signály s 0 a s 1 a prahová napětí v řídicích bodech stojanu.
Značky (X) na funkčním diagramu označují násobiče analogového signálu vyrobené na specializovaných integrovaných obvodech. Bloky integrátorů jsou vyrobeny na operačních zesilovačích. Elektronické klíče (na obrázku nejsou znázorněny) vybijí kondenzátory integrátorů před začátkem každého symbolu.
Sčítačky (å) jsou navrženy tak, aby zavedly prahové hodnoty napětí, které závisí na energii referenčních signálů s 1 a s 0 .
Blok "RU" - rozhodující zařízení - je komparátor, tedy zařízení, které porovnává napětí na výstupech sčítaček. Samotné „řešení“, tzn. signál "0" nebo "1" je přiveden na výstup demodulátoru v okamžiku před koncem každého symbolu a je uložen do dalšího "rozhodnutí". Okamžiky „rozhodnutí“ a následné vybití kondenzátorů v integrátorech nastavuje speciální logický obvod, který ovládá elektronické spínače.
Pro demodulaci signálů pomocí RPSK jsou do obvodu demodulátoru PM přidány bloky (nezobrazené na schématu), které porovnávají předchozí a následující rozhodnutí demodulátoru PM, což umožňuje usoudit, že došlo k fázovému skoku (nebo jeho nepřítomnosti). ) v přijatém symbolu. Za přítomnosti takového skoku je signál "1" přiveden na výstup demodulátoru, jinak - "0". Vyměnitelná jednotka má páčkový přepínač, který přepíná počáteční fázi (j) referenční oscilace (0 nebo p) - pouze pro FM a OFM. Pro normální provoz demodulátoru musí být pákový přepínač v nulové poloze.
Pomocí amplitudového klíčování je možné manuálně nastavit práh, aby bylo možné studovat jeho vliv na pravděpodobnost chyby při příjmu symbolu. Pravděpodobnost chyby se odhaduje v PC spočítáním počtu chyb za určitou dobu analýzy. Samotné chybové signály (v symbolu nebo "písmeně") jsou vytvořeny ve speciálním stojanovém bloku ("ERROR CONTROL") umístěném pod blokem DAC. Pro vizuální kontrolu chyb ve stojanu slouží LED indikátory.
Jako měřicí přístroje je použit dvoukanálový osciloskop, vestavěný voltmetr a PC pracující v režimu počítání chyb.
DOMÁCÍ PRÁCE
1. Prostudujte si hlavní části tématu podle poznámek k přednášce a literatury:
s. 159¸174, 181¸191; z. 165¸192.
LABORATORNÍ ZADÁNÍ
1. Pozorujte průběhy signálů v různých bodech obvodu demodulátoru za nepřítomnosti šumu v kanálu.
2. Sledujte výskyt chyb v činnosti demodulátoru za přítomnosti šumu v kanálu. Odhadněte pravděpodobnost chyby pro AM a FM pro pevný poměr signálu k šumu.
3. Získejte závislost pravděpodobnosti chyby AM na prahovém napětí.
METODICKÉ POKYNY
1. Provoz demodulátoru bez rušení.
1.1. Sestavte schéma měření podle obr. 20.2 Pomocí páčkových přepínačů CODER - 1 vytočte libovolnou binární kombinaci 5 prvků. Nastavte ovladač „AM THRESHOLD“ do krajní levé polohy. V tomto případě se regulátor vypne a prahová hodnota se nastaví automaticky při změně typu modulace. Přepínač pro fázování referenčního kmitu DEMODULÁTORU nastavte do polohy "0 0". Připojte výstup generátoru šumu (GN) v bloku SIGNAL SOURCES ke vstupu n(t) komunikačního kanálu. Výstupní potenciometr generátoru šumu je v poloze zcela vlevo (žádné šumové napětí). Připojte externí synchronizační vstup osciloskopu do zdířky C2 v bloku SOURCES a přepněte zesilovače vertikálního vychylování paprsku do režimu otevřeného vstupu (pro průchod konstantních složek studovaných procesů).
1.2. Tlačítkem pro přepínání typů modulace nastavte volbu „0“, odpovídající signálu na vstupu MODULÁTORU. Po odstranění oscilogramu tohoto signálu a beze změny režimu rozmítání osciloskopu vyberte jeden z typů modulace (AM). Nakreslete oscilogramy v řídicích bodech demodulátoru:
na vstupu demodulátoru;
· na výstupech multiplikátorů (ve stejném měřítku podél svislé osy);
· na výstupech integrátorů (rovněž ve stejném měřítku);
na výstupu demodulátoru.
Na všech přijatých oscilogramech označte polohu časové osy (tj. polohu nulové úrovně signálu). Chcete-li to provést, můžete opravit polohu rozmítací čáry při uzavírání vstupních svorek osciloskopu.
1.3. Opakujte bod 1.2 pro jiný typ manipulace (FM).
2. Provoz demodulátoru v přítomnosti rušení.
2.1. Nastavte přepínač MODULATION TYPE do polohy FM. Připojte jeden ze vstupů dvoupaprskového osciloskopu ke vstupu modulátoru a druhý k výstupu demodulátoru. Získejte statické průběhy těchto signálů.
2.2. Postupným zvyšováním úrovně šumu (pomocí potenciometru GSH) docílit výskytu ojedinělých "poruch" na výstupním průběhu nebo na vstupní desce PŘIJATO.
2.3. Pomocí osciloskopu změřte nastavený odstup signálu od šumu. Chcete-li to provést, postupně vypínejte zdroj šumu, změřte amplitudu signálu na vstupu demodulátoru (v dílcích na obrazovce) - 2a - (tj. dvojitou amplitudu signálu) a odpojením zdroje signálu od vstupu kanálu a obnovením šumu signál - změřte amplitudu šumu (i v dílcích) - 6s. Nalezený poměr a / s zadejte do tabulky 20.1.
2.4. Pomocí přepínače "Typ modulace" nastavte postupně AM, FM a FM, přičemž sledujte chybovost podle blikání LED "ERROR" nebo podle oscilogramu výstupního signálu demodulátoru. Výsledky pozorování zaznamenejte do zprávy.
2.5. Beze změny úrovně šumu v kanálu změřte pravděpodobnost chyby demodulátoru při přijímání symbolu po dobu konečné analýzy (tj. odhad pravděpodobnosti chyby). Chcete-li to provést, uveďte počítač do režimu měření pravděpodobnosti chyby (viz PŘÍLOHA) a nastavte čas analýzy na 10¸30 s. Počínaje FM (a poté FM a AM) určete počet chyb během analýzy a odhadněte pravděpodobnost chyby. Získaná data zapište do tabulky. 20.1.
| |
3.1. Nastavte přepínač MODULATION TYPE do polohy AM. Nastavte výstupní potenciometr šumového generátoru na minimum. Pomocí osciloskopu připojeného k výstupu spodního integrátoru změřte kolísání vertikálního pilového napětí ve voltech - U max .
3.2. Připravte tabulku 20.2, uveďte v ní alespoň 5 hodnot prahu Uthr.
Tabulka 20.2 Odhad pravděpodobnosti chyby v závislosti na prahu (pro AM)
3.3. Nastavte prahovou hodnotu U max /2 pomocí potenciometru „THRESHOLD AM“ (měření napětí „E 1 /2“ v řídicím bodě demodulátoru pomocí DC voltmetru). Zvyšte hladinu hluku v kanálu, dokud nedojde k ojedinělým závadám. Beze změny úrovně šumu změřte odhad pravděpodobnosti chyby pro tento práh (U max /2) a poté pro všechny ostatní hodnoty U. Vykreslete závislost P osh \u003d j (potom U).
Zpráva musí obsahovat:
1. Funkční schéma měření.
2. Oscilogramy, tabulky a grafy pro všechny body měření.
3. Závěry k bodům 2.4 a 3.3.
Obecně je demodulátorem signálu s fázovým posuvem FD, jehož jeden vstup přijímá modulovaný signál a druhý vstup přijímá signál ze zdroje referenční oscilace. Pro detekci signálu se čtyřmi fázovými hodnotami jsou zapotřebí dva FD, na které přichází vstupní signál se stejnou fází, a signály ze zdroje referenčního kmitání s fázovým posunem o 90° vůči sobě. Při demodulaci signálů pomocí OFM je nutné porovnat fáze přijímaného signálu ve dvou sousedních hodinových intervalech.
Díky vysoké modulační rychlosti mají demodulátory signálu PSK řadu funkcí. Demodulace se provádí na IF a je potřeba vytvořit cestu o šířce pásma 500-1000 MHz.
Demodulátor signálů OFM-4 200 Mbit/s využívá PD obvod s 3 dB TSC, sestávající ze dvou směrových vazebních členů s distribuovanou komunikací (každý 8,34 dB). Tento obvod používá pouze dvě diody. Má dobré impedanční charakteristiky a vysokou citlivost. Pro zlepšení přizpůsobení zde lze použít čtyři diody.
Pokud se demodulace provádí na střední frekvenci, lze použít automatické řízení frekvence (APC) lokální oscilátor. Na obrázku je blokové schéma přijímače. Vstupní signál spolu se signálem lokálního oscilátoru ( geth.) vstupuje do downmixéru (Cm.), a po zesílení v IF - na vstup signálového demodulátoru (DMD) a AFC detektor (Det. ACH). Demodulátor je FD, ve kterém se jako referenční vlna používá signál ze zpožďovací linky, zpožděný o dobu trvání hodinového intervalu. Střední frekvence F IF přesně pětinásobek rychlosti hodin F T, proto je obvod detektoru AFC podobný obvodu demodulátoru, ale zpoždění je o hodnotu intervalu hodin plus p/2. Signály z regeneračního zařízení a detektoru AFC jsou přiváděny do obvodu AFC a na jeho výstupu tvoří řídicí signál lokálního oscilátoru, který jej přebudovává tak, aby neustále udržoval F IF \u003d 5F T.
SCHÉMA OBNOVENÍ PŘEPRAVCE A JEHO PARAMETRY
Absence složky nosného kmitočtu ve spektru signálu OFM vyžaduje jeho obnovení v přijímači, aby byla realizována koherentní detekce. Mezi známými schématy obnovy nosné ve vysokorychlostních DSP mikrovlnného rozsahu je nejpoužívanější schéma remodulace (někdy se používají názvy: schéma s remodulátorem, s inverzním nebo obnovovacím modulátorem). Obrázek ukazuje blokové schéma demodulátoru, ve kterém se provádí koherentní detekce signálu OFM-4 a jako SVN je použit obvod s remodulací a PLL kroužkem. Vstupní signál z IF jde do čtyřpolohového fázového detektoru (4-PD) a přes zpožďovací linku
L31 na 4-FMD, na dva digitální vstupy, z nichž jsou detekované signály přiváděny výstupem 4-PD. PD prstence PLL přes zpožďovací linku L32 a z výstupu 4-FMD přijímá signály z obnovené nosné a z generátoru řídicího napětí (VCO). Řídicí signál VCO je tvořen FD a filtrem PLL prstence. Tento obvod obsahuje minimum prvků, které určují dobu zpoždění PLL prstenu, jeho činnost nezávisí na synchronizaci hodinového kmitočtu.
NĚKTERÉ APLIKACE MODULÁTORŮ A DEMODULÁTORŮ OFM
Pro zvýšení množství přenášené informace při zachování konstantní modulační rychlosti se navrhuje použít signál 16-ti úrovňové amplitudově-fázové modulace. Modulátor signálu se skládá ze dvou 4-PSK, které přijímají digitální signály, dva pro každý, a signál z generátoru nosné. Modulované signály se sečtou a optimální pro detekci je případ, kdy je jeden ze sčítaných signálů menší než druhý o 6 dB. V důsledku toho je získán 16-úrovňový signál AFM, jehož signální prostor je znázorněn na obrázku. Při detekci jsou prováděny inverzní operace, které lze realizovat v demodulátoru pomocí SVR se sekundární modulací. Na obrázku je blokové schéma takového demodulátoru. Přichází vstupní signál a první čtyřpolohový fázový detektor (4-PD1) spolu s referenčním kmitáním obnovené nosné z VCO na výstupu regeneračního zařízení získáme dvě sekvence přenášené s větší amplitudou. Stejné sekvence, současně se signálem z VCO, jsou odeslány do 4-FMD, který moduluje podruhé. Pomocí signálu z 4-PMD a vstupu na výstupu PD prstence PLL se vytvoří řídicí signál VCO a po odečtení je signál přiveden do 4-PD2 spolu s referenční oscilační signál a na jeho výstupech tvoří dvě další přenášené sekvence.
Z analýzy literatury vyplývá tendence k vývoji vysokorychlostních digitálních komunikačních systémů v mikrovlnné oblasti s různými typy modulace nosné fáze. Zvládnutí milimetrového a kvazimilimetrového vlnového rozsahu klade vysoké nároky na konstrukci zařízení provádějících vysokorychlostní modulaci a demodulaci fáze signálu. Lze rozlišit následující hlavní oblasti designu:
– modulace nosné fáze pásem milimetrových a kvazimilimetrových vln rychlostí až 250 Mbps s využitím kolík-diody;
– fázová modulace signálu v rozsahu 1-2 GHz rychlostí až 400 Mbit/s pomocí DBSH;
– použití obdobných modulačních metod při přenosu informací metodou PSM v CRRL se střední frekvencí 140 MHz;
- použití při návrhu prvků na MSL, vyrobených tenkovrstvou technologií;
– koherentní detekce širokopásmového fázově modulovaného signálu v rozsahu 1–2 GHz, včetně případů, kdy jsou spektra vstupního a detekovaného signálu blízko sebe;
– vytvoření schématu obnovy nosné, které má s velkou šířkou akvizičního pásma velký poměr signálu k šumu obnovené nosné a malou fázovou chybu v ustáleném stavu;
– použití typů modulace, které umožňují zvýšit množství přenášených informací v jednom rádiovém kanálu a zlepšit vlastnosti detekce signálu.
DEMODULÁTOR DIGITÁLNÍ RSP
Demodulátor je nejsložitější digitální uzel RPN, který určuje ukazatele kvality přenosové cesty jako celku.
Při demodulaci systémů pomocí OFM se používají koherentní i nekoherentní metody.
Optimální algoritmus(obrázek a)
přizpůsobený filtr SF s přenosovou funkcí komplexně konjugovaný na spektrální hustotu signálu S(t) nebo je použit korelátor obsahující generátor referenčního kmitání Gk, multiplikátor a integrátor s resetem v okamžiku t 0 \u003d T(obrázek b)). Konstrukce těchto obvodů způsobuje značné potíže kvůli získání koherentního referenčního napětí. V reálných obvodech (obrázek 18 c)), ve kterých se referenční napětí získává pomocí obvodu pro obnovu koherentní nosné VKN, a místo ideálního resetovacího integrátoru se používá dolní propust se šířkou pásma 1,2 VC (VC je frekvence číselně rovné přenosové rychlosti). Jako rozhodovací zařízení je použit regenerátor binárního signálu, který obsahuje obvody pro extrakci hodinového signálu. Rozhodnutí o tom, který signál je přijat 0 nebo 1, se provádí uprostřed na- impuls.
KOHERENTNÍ SCHÉMA ZÍSKÁVÁNÍ PŘEPRAVCE
Hlavní schémata jsou:
Schéma pro násobení FM signálu v souladu s multiplicitou systému pro odstranění modulace.
Costasův obvod obsahující nastavitelný generátor referenčního nosného signálu řízený chybovým signálem získaným porovnáním vstupních a výstupních digitálních polynomů regenerátoru.
Siforovův koherentní systém obnovy nosiče. Variantou Costasova obvodu je demodulátor, ve kterém je signál řídicího oscilátoru referenční nosné modulován signály regenerátorů a chybový signál je určen porovnáním vstupních a obnovovacích.
Signál OFM-2 je umocněn a porovnán v PD smyčky PLL se signálem IF generátoru řídicím napětím VCO, jehož frekvence je rovněž vynásobena dvěma.
Schéma inverzní modulace. Vstup mezifrekvenčního modulátoru Md přijímá upravený signál S(t) a vstupem základního pásma je sekvence, kde je symbol reverzně generovaný na výstupu PD. Takto obnovený IF signál vstupuje do PD systému PLL, kde je porovnáván se signálem VCO.
V nízkorychlostních systémech se někdy používá jednoduchý autokorelační příjem signálů z DPSK. Signál IF zpožděný o dobu trvání hodinového signálu PM se používá jako signál referenčního oscilátoru.
Blokové schéma autokorelačního demodulátoru OFM-2 je na obrázku.
Dříve jsme uvažovali o signálech s fázovou a frekvenční modulací PM a FM, v tomto článku budeme analyzovat problematiku extrahování informační složky z rádiového signálu pásmové propusti během úhlové modulace. Předpokládá se, že čtenář je obeznámen s principem činnosti kvadraturního lokálního oscilátoru.Nechť existuje vstupní pásmový signál s fázovou modulací:
| (1) |
Kde je amplituda vstupního signálu, je nosná frekvence signálu, je fázová odchylka signálu PM (index fázové modulace) a je modulační signál, který má být extrahován z . Předpokládá se, že modulo signál nepřekročí jednotku.
Pomocí kvadraturního lokálního oscilátoru vybereme fázovou obálku signálu, jak je znázorněno na obrázku 1.
Obrázek 1: Komplexní extrakce obálky s kvadraturou LO
Po vynásobení původního signálu kvadraturními složkami dostaneme:
Z výrazu (3) můžeme vyjádřit:
 |
(4) |
Tak jsme byli schopni demodulovat signál PM a extrahovat původní modulační signál. Přitom je třeba věnovat pozornost následujícím bodům. Za prvé, výše uvedené výrazy implikují koherentní příjem signálu PM, tzn. nepřítomnost frekvenčního a fázového nesouladu nosné frekvence a frekvence kvadraturního lokálního oscilátoru a za druhé se předpokládá, že arctangens je vypočítán v radiánech (funkce arctangens 2). Pokud není zajištěna podmínka koherentního příjmu, pak dochází k frekvenčnímu nesouladu a náhodnému fázovému posunu přijímaného PM signálu vzhledem k počáteční fázi lokálního oscilátoru. Tedy (2) lze přepsat jako:
| (7) |
Výsledkem nekoherentního příjmu je tedy lineární složka úměrná frekvenčnímu posunu plus náhodná počáteční fáze, která je přidána k demodulovanému signálu. V tomto případě se začíná objevovat druhý efekt, který spočívá v periodicitě arkus tangens. Pokud lineární člen překročí v absolutní hodnotě, pak kvůli periodicitě arkus tangens bude mít výstup „pilu“, jak je znázorněno na obrázku 2. Aby se periodicita eliminovala, funkce otevření arkus tangens (funkce unwrap) Jsou používány.
Obrázek 2: Vliv periodicity arkus tangens
Pro příjem signálu PM je tedy vyžadováno koherentní zpracování, jinak může být demodulovaný signál zkreslený. V praxi se analogová modulace PM příliš nepoužívá kvůli těmto nevýhodám. Velké uplatnění však našla digitální fázová modulace, kdy je modulační signál digitální. S digitální fázovou modulací je modulační signál obdélníkový impuls a fáze se náhle změní a získá se klíčování fázovým posunem (PSK), ale o tom více v následujících částech. Vrátíme se k frekvenční modulaci. S frekvenční FM modulací je integrován původní modulační signál:
Odlišením fázové obálky získáme okamžitou frekvenci:
| (10) |
Vezměte prosím na vědomí, že po odebrání derivace frekvenční nesoulad ovlivní pouze stejnosměrnou složku demodulovaného signálu, která obvykle nenese informaci a lze ji odstranit pomocí horní propusti. Před diferenciací však zůstala arkus tangens s „nežádoucí periodicitou“. Zbavme se toho tím, že derivaci arkus tangens ve výrazu (10) vypočítáme jako derivaci komplexní funkce:
Normalizovaný původní modulační signál je znázorněn na obrázku 4. Původní modulační signál byl použit pro frekvenční a fázovou modulaci signálu na nosné frekvenci 25 kHz s frekvenční odchylkou pro FM modulaci rovnou 2 kHz a fázovou odchylkou PM rovnou 7 .
|
|
|
|
|
|
Obrázek 5 ukazuje výstup fázového detektoru při demodulaci signálu PM. Je vidět, že na výstupu arkus tangens jsou zjevná fázová přetížení způsobená fázovou periodicitou. Zveřejnění periodicity arkus tangens, s odpovídající normalizací PM a FM demodulátorů, s jemným doladěním frekvence lokálního oscilátoru na nosnou frekvenci signálu FM a PM, je znázorněno na obrázku 6. Je jasně vidět, že při jemném doladění frekvence lokálního oscilátoru signál na výstupu FM demodulátoru zcela opakuje původní modulační signál a na výstupu PM demodulátoru je stejnosměrně posunut v poměru k náhodné počáteční fázi. Signál na výstupu demodulátorů PM a FM s frekvenčním nesouladem lokálního oscilátoru 100 (v případě signálu PM) a 500 Hz (pro signál FM) je znázorněn na obrázku 7, v tomto pořadí, zatímco na výstupu PM demodulátoru, je přidán lineární člen s faktorem úměrnosti v závislosti na frekvenčním rozladění lokálního oscilátoru.
Podívejme se nyní na problém odhalení periodicity arkus tangens. K tomu se používají rozbalovací algoritmy, kterých je několik možností. První možností je detekovat fázové skoky na výstupu arkus tangens blízko radiánům. Princip fungování tohoto algoritmu je znázorněn na obrázku 8.
Kvůli šumu a kvůli vzorkování signálu. V tomto případě je možné přehlédnout fázový skok a generovat nesprávný signál.
Druhá možnost pro odhalení periodicity arkus tangens je následující. PM signál je demodulován pomocí FM demodulátoru v souladu s (11) za použití struktury znázorněné na obrázku 3. Výsledkem je okamžitá frekvence rovna fázové derivaci. Poté integrujte a obnovte fázi bez použití arkus tangens (viz obrázek 9).
Obrázek 9: Rozložení periodicity arkus tangens pomocí FM demodulátoru
Tento způsob není přijatelný v případě digitální modulace, jelikož frekvenční demodulátor neukládá informaci o počáteční fázi, navíc se v důsledku integrace k výstupnímu signálu přidá náhodná integrační konstanta.
Dalším, možná nejlepším způsobem, jak odhalit periodicitu arkus tangens, která se rozšířila v digitálních systémech s klíčováním fázovým posunem, je zabránit větší invazi fáze (tj. vyhnout se periodicitě arkus tangens) pomocí použití smyček fázového závěsu, které jsou podrobně popsány v tomto článku.
Zvažovali jsme tedy otázky budování PM a FM demodulátorů. Ukázalo se, že u signálu PM vede frekvenční rozladění lokálního oscilátoru k lineárnímu členu na výstupu demodulátoru PM a v případě signálu FM se s frekvencí mění pouze konstantní složka na výstupu demodulátoru. rozladění. Jsou uvedeny rozbalovací algoritmy pro odhalení periodicity arkus tangens.